音频信号数字化的脉宽补偿

·技术交流·音频信号数字化的脉宽补偿

◆叶雪梅(温州第一广播转播台,浙江温州

325000)

摘　要:音频信号数字化时,为了提高量化精度,在复合音频信号上叠加了72kHz三角波抖动信号,以进行脉宽补偿,为了防止补偿失真而影响量化精度,必须正确调整三角波的峰值并用音频大台阶脉冲跟踪控制三角波。

关键词:音频;数字化;脉宽

ThePulseCompensationinDigitalizationofAudioSignal

◆YEXue-mei

(WenzhouFirstRediffusionStation,ZhejiangWenzhou325000,China)

Abstract:Inthedigitalizationofaudiosignal,72kHzdeltashiverwaveoncompoundaudiosignalissuperim-posedtorepairpulsecompensationinordertoimprovetheprecisionofquantification.Thepeakofdeltashiverwaveshouldbeadjustedandcontrolledbypulseofaudiobigstepasthepreventionofdecreasedprecisionofquantificationduetodistortioncompensation.Keywords:audio;digitalization;pulsewidth

1　引言

在DX系列中波发射机中,为了减小量化误差,即提高数字音频的精度,在复合音频信号之上又叠加了72kHz超音频三角波抖动信号。三角波抖动信号提高数据分辨率的原理可以这样理解:假如音频信号在12bit量化时没有加入三角波抖动信号,则音频信号中小于量化间隔的所有信息经A/D转换后全部丢失,如图1所示,原来的音频曲线量化后变成了阶梯形的折线。为了补偿这个误差,在音频+直流信号中加入峰-峰值等于量化间隔(这个量化间隔是复合音频信号A/D转换时的量化间隔,即12bit信号的LSB位为“1”时对应的电压值,LSB与二进制功放级的最低位E/64对应,但不是E/64)的三角波抖动信号,使复合

　图1　音频信号和量化信号的差别

音频信号(音频+直流+抖动)在每个抖动周期里的变量出现大于和小于12bit数字信号LSB位的“1”所对应的量化间隔的机会各一次,这样就在数字信号中形成PDM补偿脉冲,这个补偿脉冲的宽度取决于该周

期内音频信号的电平,音频电平越高,脉冲宽度越宽,而补偿脉冲的高度等于LSB位为“1”时对应的电压

590《中国有线电视》2009年第06期　　　　　　　　　　　　　　　　　　叶雪梅:音频信号数字化的脉宽补偿值,如图2所示。由图可见,把补偿脉冲的超音频及其谐波分量滤除后,剩下的瞬时分量可以弥补二进制补偿的缺块,使补偿更趋完美,量化误差进一步缩小,也就是提高了数字化数据的精度。

图2　PDM补偿脉冲的形成

在发射机使用过程中如果调整不当,这种补偿会出现过补偿和欠补偿,而且过补偿和欠补偿又有两种可能,一是单一型补偿不当,二是交错型补偿不当,为了正确地调整电路使补偿更加完美,我们首先分析抖动振荡器的工作原理,然后分析补偿不当产生的原因和抑制方法。

2　抖动振荡器的工作原理

抖动振荡器由集成电路N3(LM318)和方波发生器N19(LM318)组成,其主要电路如图3(a)所示,图中略去几个旁路电容。抖动振荡器的输出(N3-6)是一个频率为72kHz峰-峰值2V的三角波,同步信号从A/D转换板A34输出,经运算放大器N5A缓冲,分压电路(R42和“抖动电平调节”电位器R43)在N4-5

脚处将抖动信号电平衰减到一个恰当的值(如何取值后面我们还将专门讨论)。下面分析振荡器的原理,首先了解方波发生器N19、集成电路N3的工作情况,然后分析这两个电路连接在一起如何产生振荡。

方波发生器N19:N19(LM318)开环工作,增益很高,用作电压比较器,假定没有大台阶同步信号,反相

图3　抖动振荡器电路波形及电压值

输入端(N19-2脚)为0V,相对于反相输入端,如果

同相输入端电压为正,则输出(N19-6脚)为+15V;如果电压为负,则输出端为-15V。N19的实际输出受串联电阻R38和稳压二极管V111和V112的限制,因此,V111正极的电压约为+6V或-6V(这个电压是5.1V的齐纳电压加上另一个二极管的导通压降0.7V,并用符号U。Z表示)

积分电路N3:电位器R41的输入电压为+6V或-6V,集成电路N3(LM318)由C62向输入端引回反馈,构成积分电路,因从反相输入端2脚输入,当输入为+6V时,N3-6的对地电压将下降,当输入为-6V时,N3-6的电压将上升,N3输出变化率取决于R41和C62的时间常数。

首先假设大台阶同步信号没有输入(载波状态),也就是说,N19的反相输入端的电位为0V,并假定开始时N19的输出端为+6V,这个+6V信号分成两路,一路通过R39返回N19的同相输入端,另一路通过R41送到积分放大器N3的反相输入端,N3的输出经R40也送入N19的同相端,N19的同相端电压取决

(a)抖动振荡器电路

于R39、R40的阻值及两端的电压值,并随两端电压值的变化而变化。+6V信号经N3积分后,使N3的输

591叶雪梅:音频信号数字化的脉宽补偿　　　　　　　　　　　　　　　　　　《中国有线电视》2009年第06期出端6脚的电位不断下降,也使N19同相端电位随之降低,当其电位比反相端的电位低时,N19的输出迅速翻转为-6V;同样,这个-6V电压将使N19的同相端电位升高,当其电位高于反相端时,N19输出再次翻转为+6V,如此周而复始,N19输出一个峰值为6V的方波,而N3则输出一个三角波,其波形见图3(b)。从上述分析可以看出两点:一是决定振荡周期的元件R39是R39、R40、R41和C62,其频率为f=,

4R40R41C62

振荡频率通常选定为72kHz,如需微调,可调整电位器R41;二是决定振荡器输出电平的因素是分压电阻R39、R40的电阻值和由稳压二极管V111、V112决定的N19输出电压值。图3(c)给出Ua、Ub、Uc的几个典型值,由图可见,当U1V,U6V时,Ub=-a=+c=0.037V,也就是说,当N19在a点的输出电压为+6V时,N3的输出电压下降,如果U1Vb的电压值降到-时,U037V,即将为负,N19将要翻转c的电压降到0.输出;当U1V,U6V时,U0.037V,也b=+a=-c=-就是说,当N19输出为-6V时,N3的输出电压上升,如果U1V时,U0.037V,即b上升到+c的电压升到-将为正,N19也将要翻转输出。可见N3的输出电压峰值可由Uc值为0的关系导出,即

R4112

UU=1.043≈1(V)b=z=R3911.5

3　产生补偿不当的原因

前面已经说过,为了使补偿量适中,抖动三角波的峰-峰值应相当于12bit数字信息最低位(LSB)所代表的电压值,即一个量化间隔,也称量化级,因此抖动分量的峰-峰值可按下式计算:60006000U==1.46(mV)P=12

2-14095

叠加到复合音频信号里的三角波的峰-峰值可由

电位器R43调整,如果三角波的峰-峰值过大就会使补偿量过大,我们称之为过补偿;如果三角波峰-峰值过小就会使补偿量不足,我们称之为欠补偿。由三角波峰-峰值调整不适当引起的补偿量不准确是时时存

在的,而且如果某时段过补偿,其他时段也是过补偿,不会时而过补偿时而欠补偿,这种补偿不当我们称之为单一型的。

值得指出的是,即使三角波峰-峰值调整适当,由于三角波是按72kHz的频率有规律地交替上升下降的,但是节目信号却是无规律的,或者说抖动信号与音频信号不相关,如果没有采取适当的技术措施,就会出现补偿失当的情况,比如,本来音频信号正在下降,但

图5　大台阶同步脉冲

4.2　大台阶同步脉冲的同步作用

大台阶同步脉冲的同步作用由表1表示,表中e、

f、g、h是指大台阶同步脉冲到达时抖动三角波所在时段,具体位置和U、U、Ua)、图3cd、Ucda的含义见图3((b)。

图6是抖动信号受控示意图,上半部是大台阶同步脉冲,下半部是被大台阶同步脉冲同步后的三角波(简称受控抖动信号)。第2个三角波在下降沿的下段(h段)出现正脉冲,被同步后由降改为升;第4个三角波在上升沿的上段(f段)出现负脉冲,被同步后由升改为降。

图4　没有大台阶同步的补偿会出现交错型补偿失当

4　大台阶同步

既然交错型补偿失当是由抖动信号与音频信号不相关引起的,为了防止出现这种补偿失当,可以釆取一条技术措施,那就是让大台阶同步脉冲对三角波进行同步,使抖动信号与音频信号相关,下面分析其原理。4.1　大台阶同步脉冲的来源当A/D转换板数字音频信号的高6位发生变动,比如增加一个大台阶时,该台阶信号经微分电路产生一个负尖脉冲,该尖脉冲经N27反相放大后变成0.3～0.4V的正尖脉冲。这个正尖脉冲送到音频输入板N5同相放大2倍并经R36、R37分压后送到N19的反相端,峰值为0.4V。同理,当减少一个台阶时,N19的反相端也输入一个负尖脉冲,如图5所示。却碰到三角波正向最高点移动,显然这时的补偿量会过大,出现过补偿;又比如,音频信号正在上升,但却碰到三角波正向最低点移动,这时的补偿量就会不足,出现欠补偿,这种补偿量失当、过补偿和欠补偿交织在一起,时而过补偿,时而欠补偿,我们把这种补偿失当称为交错型的,如图4所示。

592《中国有线电视》2009年第06期　　　　　　　　　　　　　　　　　　叶雪梅:音频信号数字化的脉宽补偿

表1　大台阶同步脉冲的同步作用

被同步时段

efghefgh

Uc负负正,且>0.4V

正,且<0.4V负,∣U∣c>0.4V

负,∣U∣c

Ud

Ucd

Ua抖动信号

正脉冲0.4V更负-6V仍上升正脉冲0.4V更负-6V仍上升正脉冲0.4V正正脉冲0.4V负负脉冲0.4V负

+6V仍下降-6V由降改升-6V仍上升

和欠补偿,如图7所示。

负脉冲0.4V正+6V由升改降<0.4V正负脉冲0.4V更正+6V仍下降正

负脉冲0.4V更正+6V仍下降

图7　用受控抖动信号进行脉宽补偿

参考文献:

[1]　张丕灶,刘　峰,刘传忠,等.数字式调幅中波发

射机[M].厦门:厦门大学出版社,2002.[2]　张丕灶,刘轶轩,张建安,等.全固态中波发射机

图6　受控抖动信号

　　用音频信号的大台阶脉冲跟踪控制三角波后,用受控抖动信号进行脉宽补偿就不会产生交错的过补偿

调整与维修[M].厦门:厦门大学出版社,2007.[3]　陈晓卫,吕三戎,刘轶轩,等.全固态中波广播发

射机使用与维护[M].北京:中国广播电视出版社,2002.

[收稿日期:2009-01-09]

双向HFC设计应注意的两个问题

◆张义军(内蒙古广播电视信息网络有限公司包头分公司,内蒙包头

　　正确的设计在建设双向HFC网络中起着非常重要的作用,它对保证回传通道的性能指标、顺利开展双向业务至关重要,目前包头新建小区的有线电视网络都为双向HFC网络,原有的单向有线电视网络有很多也改造成双向HFC网络,在双向HFC网设计工作中,我们总结出以下两个问题需要引起设计人员的注意:

(1)用户面板损耗错误取值,造成楼栋放大器所带用户增多,上行通道的链路损耗增大。在双向HFC网设计中,用户分配部分正向损耗≤35dB,反向损耗≤30dB(反向损耗为用户面板损耗、器件损耗、电缆线路损耗三者总和)。在单向有线电视网设计中用户面板损耗约为1dB,而在双向HFC网络中,使用带有数据口的双向用户面板,面板损耗约为5dB。设计人员设

计双向HFC网络时,容易把用户面板损耗还按单向有线网络中的用户面板取值,忽略不计或者取值过小(1dB)。这样该双向HFC网络用户分配部分实际反向损耗要比设计链路损耗值大,如果实际反向损耗过大,则对CableModem的输出电平要求提高,会造成反向通道功率饱和,使载噪比降低。

014030)

(2)当遇到放大器正向输入电平过高时,设计人员错误选用大分支损耗的分支器来降低输入电平。对于单向有线电视网络,这样设计是对的,但在双向HFC网却不行,因为这样设计会造成上行通道链路损耗增大,不易调整。在设计双向HFC网络时,要结合放大器的反向放大模块增益设计反向链路,不使用损耗大的分支器。从光站到楼放之间的链路损耗必须比担当上行放大的反向模块增益低5～6dB,以确保调试中有一定裕量。例如放大器的反向放大模块增益为20dB,则光站到楼放之间所用器件的分支损耗最大为14dB,考虑到电缆线路反向损耗约为2dB,实际最大可用12dB分支损耗的分支器。设计双向HFC网光站到楼放之间的链路时,不用大分支损耗的分支器,按照这个原则,经常会出现放大器正向输入电平过高(例

如83～85dBμV)的情况,此时不能选用大分支损耗的分支器来降低输入电平,可通过增大放大器正向放大模块的输入衰减来降低正向放大模块的输入电平,这样虽然浪费一些光站和放大器输出电平,但是保证了上行通道指标。

[收稿日期:2009-02-26]

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